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PWM变换器的技术知识

PWM变换器的技术知识 2011年12月02日 来源： 　　移相全桥零电压开关(ZVS)PWM变换器已广泛应用于大功率开关电源中，它保持了准谐振电路开关损耗小、工作于固定开关频率的优点，且与普通硬开关全桥电路相比，仅增加了一个谐振电感。在换流时利用谐振实现开关器件的ZVS，消除了开关损耗，提高了电路效率，使电路能工作在更高的频率[3]。

移相全桥ZVS PWM变换器只能在有限的负载范围内实现所有开关器件的ZVS。要在大的负载范围内实现所有开关器件的ZVS，可在变压器原边串联一个大电感，或增加变压器漏感，或外接一个电感。电感的增加对变换器性能有相当大的影响，会引起占空比的丢失。同时，输出整流管存在反向恢复过程，在输出整流管上产生电压尖峰和电压振荡[4]。

在变压器副边加无源RCD缓冲器或在原边加两个箝位二极管和一个谐振电感可解决副边整流管上存在的电压振荡，但都无法解决占空比丢失的问题。

国内外学者提出了一些电路拓扑，利用储存在辅助电路电感中的能量来实现原边所有开关管的ZVS，不仅减少了占空比丢失和抑制了输出整流管上的电压尖峰和电压振荡，且能在更宽的负载范围内实现所有开关管的ZVS。文献10提出了一种新的移相全桥变换器拓扑结构(如图1)。该拓扑结构解决了硬开关全桥电路输出整流管上存在电压尖峰和电压振荡的问题，减少了占空比丢失，能在全负载范围内实现所有开关器件的ZVS，并能根据负载情况自动调节由辅助电路供给的能量。但存在如下缺点：在续流期间，电路中环流非常大，损耗严重，降低了变换器效率。

最大程度减轻了存在的环流问题。2改进后的拓扑结构介绍2.1与原电路拓扑结构的比较

改进后的拓扑结构如图2所示。与原电路拓扑结构的不同之处：在变压器TRA与变压器Tk的连线上加了一个双向开关Q1和相应的驱动电路。

控制电路根据检测到的负载电流的大小做出相应的决策：

(1)当负载电流大于滞后桥臂实现ZVS所要求的值时，不会控制双向开关Q导通。D和Df，不会在续流期间导通，避免不必要的能量损耗。

(2)当负载电流小于滞后桥臂实现ZVS所要求的值时，将根据负载电流与滞后桥臂实现ZVS所要求的值之间的差值，计算出双向开关Q,导通的时间，使L中电流在滞后桥臂开通之前增加到使滞后桥臂实现ZVS所需的值，避免LP中的电流过大而引起过多的损耗。

相比于原电路拓扑结构，改进后的电路拓扑结构有如下优点：

(1)结构简单，仅增加一个双向开关和相应的驱动电路，保留了原拓扑结构的所有优点。

(2)负载电流大于滞后桥臂实现ZVS所要求的值时，电源将不会通过TR1的原边向T。的原边注入能量来增加I中的电流，减少了续流期间的环流损耗。

(3)负载电流小于滞后桥臂实现ZVS所要求的值时，在控制电路的作用下，电源将不会在超前桥臂实现ZVS关断后就立即通过TRA原边向k原边注入能量来增加l中的电流，避免将I中的电流增加到超过滞后桥臂实现ZVS所要求的值，减少了能量的损耗。2.2工作过程分析

除续流期间外，改进后的拓扑结构与原拓扑结构的T.作过程完全相同，工作波形见图3。在此只着重介绍不同部分(以t--tll时间段为例)，相同部分的介绍见文献10。

负载电流大于滞后桥臂实现ZVS所要求的值时，两个拓扑的工作波形相同，所以图3是负载电流小于滞后桥臂实现ZVS所要求的值时电路的工作波形图。

下面着重分析fj～t11时间段内电路的工作过程：

f之前：从t.开始.S.、S4导通，电源电压经S1S4加到变压器T。原边，能量从电源流向负载。

f～f：f时刻.S，关断，因C的存在，S.为零电压关断。此时D4仍是导通的，所以谐振电路包含LP、TRA、Cl、C、TR、If和Cf。谐振过程进行到t时，C，上的电压为U，C上的电压为()，D2导通，将S的电压箝位在0，谐振过程结束。之后，可实现S!的零电压开通。t6～f7：在此期间，在LP的作用下，原边电流在DL、TRA、T、S组成的回路中续流，直到t7时刻，双向开关Q1导通。

t7～tH：t7时刻，因双向开关Q.导通，TR原边的电压为U/2，副边电压U.=U/2n。因n的存在，IJP上的电压降为U，L中的电流以U2/LP的斜率增加，并一直持续到T时刻根据检测到的负载电流的大小南控制器计算确定，保证在f时刻LP中的电流正好达到滞后桥臂实现ZVS所要求的值。

f～f时刻，S4关断，同样由于C的存在，S4能实现零电压关断。谐振电路包含LTRA、D、C、C在f时刻，C上的电压为零，C上的电压为Uin。因D3的箝位作用，谐振过程在z时刻结束。S可实现零电压开通。t～tl：在T时刻，S开通，T原边电流为j/n。TR的次级处于续流状态，其两端电压为零，Lp承受反向电压U，其电流朝反方向变化。在f时过零，在f时反向增大到j0/n。此时，TR次级才退出续流状态，初级两端电压才升高至Uin在此期间，TR并不输出电压，即发生所谓的占空比丢失现象。3改进后电路的效率分析

改进后的拓扑结构与文献10中所述结构的不同之处在于续流期间的工作过程，其优点也完全体现在这一阶段。3.3仿真结果

为增加可比性，除新加入的电路部分外，其它部分均与文献10中所述相同：变换器工作频率为120 kHz，输入直流电压为380 V，最大输出功率为2kW(48 V/40 A)，场效应管结电容约为500 pF，S，～S4导通压降为1.5 V，D，～D4导通压降为1.1 V，Ds、Df)导通压降为1.7 V，n=6=1/20，LP=6UH。

根据以上数据，用Matlab仿真绘出了两种变换器各自在续流期间的损耗功率随负载电流变化的曲线(见图4)。

由仿真结果可知，改进后的电路拓扑在整个负载范围内，在续流期间的损耗功率都比原拓扑要小。这种优势在负载较小时更明显。

4结论

本文在文献10所述电路拓扑的基础上，增加了一个双向开关，在保持原有电路优点的基础上，减少了环流带来的损耗，特别是在负载较轻时，优势更明显。实例分析和仿真验证了改进后的拓扑结构的优点，该拓扑也可用于其它类型的移相全桥变换器中。

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